Apollo y Alcatel-Lucent rompen la barrera de velocidad en las redes de comunicaciones submarinas

Apollo y Alcatel-Lucent han anunciado haber conseguido un hito de la industria al haber realizado con éxito una demostración de transmisión de datos de aproximadamente 3 Terabits por segundo (Tbit/s), basada en canales de 40 Gbit/s, por cada par de fibras de una red submarina. Apollo es una compañía basada en el Reino Unido que es la propietaria y operadora de uno de los sistemas de cable de fibra óptica transatlánticos más avanzados que existe actualmente.

Utilizando la avanzada tecnología de Alcatel-Lucent, esta prueba se realizó sobre el sistema de cable Norte de Apollo que conecta Estados Unidos y el Reino Unido, con una distancia de 6.221 km, y que prácticamente cuadruplica la capacidad inicial de diseño del sistema (72 canales de 40 Gb/s sin errores). Esta prueba ha demostrado por primera vez en un sistema con tráfico real un incremento de capacidad que es el doble de la máxima capacidad que se puede obtener basándose en canales de 10 Gbit/s.

"El incremento de capacidad de las redes submarinas utilizando la fibra existente es un elemento crítico para los operadores, puesto que las redes actuales están próximas a alcanzar toda su capacidad y porque las redes terrestres comienzan a soportar velocidades de 40 Gbit/s. Estos dos factores han hecho necesario incrementar la capacidad de las redes submarinas, para que puedan procesar un gran volumen de tráfico y mantener los más altos niveles de eficiencia de extremo a extremo," comentó Richard Elliott, Director General de Apollo.

"La demostración de la tecnología de 40 Gbit/s en el sistema de Apollo es una gran noticia para nuestros clientes. Hemos demostrado que Apollo puede soportar los tipos de interfaces y todo el volumen y la capacidad que pueden necesitar nuestros usuarios en un futuro previsible," continuó Elliott.

"Alcatel-Lucent ha está desplegando en los últimos años redes submarinas preparadas para soportar 40 Gbit/s, anticipándose a una tendencia de mercado que ahora se está consolidando, a medida que los operadores exploran la utilización de las tecnologías más avanzadas para migrar sus redes y optimizar la entrega de los servicios. Con esta prueba hemos dado otro paso adelante para hacer que la tecnología de 40 Gbit/s sea una realidad," explicó Philippe Dumont, responsable de las actividades de redes submarinas de Alcatel-Lucent. "Al soportar ambos tipos de señales de 10 Gbit/s y de 40 Gbit/s, nuestra solución permite la migración de la red de una forma económica sin necesidad de realizar un nuevo diseño de ingeniería, y al mismo tiempo maximiza la utilización de los activos existentes."

Para esta prueba se ha utilizado el terminal de línea submarino Alcatel-Lucent 1620 Light Manager con un formato de modulación basado en la Codificación con Desplazamiento de Fase PSK ("Phase Shift Keying") y con un sistema de detección coherente de nueva generación, en un sistema a plena carga de 72 canales operativos de 40 Gbit/s. El procesamiento de la señal asociado a la tecnología coherente permitirá a los operadores gestionar la degradación de las señales de transmisión de una forma económica y automatizada, así como realizar la puesta a punto de la red a lo largo del ciclo de vida del sistema. Esta flexibilidad para implementar diferentes formatos de modulación le permite a Alcatel-Lucent ofrecer a los operadores la mejor opción tecnológica para nuevos despliegues y para las redes actuales que necesitan migrar a un sistema de mayor capacidad sin afectar a las operaciones de la red y el tráfico existentes.

Luiggi Escalante
CI. 18878611
CRF

Fuente: http://www.conectronica.com/tecnologias/apollo-y-alcatel-lucent-rompen-la-barrera-de-velocidad-en-las-redes-de-comunicaciones-submarinas

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Inductores sintonizables con núcleo no magnético

Richardson Electronics anuncia las  nuevas series JLC de bobinas variables de alto-Q fabricadas por Johanson Manufacturing. Ofrecen un amplio margen de sintonía de 30 a 133 nH en frecuencias autorresonantes de 700-1500 MHz, siendo idóneas para la sintonía de numerosas aplicaciones de RF.

Estas bobinas también disponen de la característica de núcleo no magnético para su uso en sistemas MRI u otros circuitos magnéticamente sensibles. Los kits de muestras (JMC-SMTCOIL-KIT), incluyen tres piezas de cada de seis diferentes bobinas variables Johanson (montaje superficial) incluyendo herramienta de ajuste, están disponibles en stock facilitando el proceso de selección. Además de su utilización en circuitos para aplicaciones MRI, estas bobinas son empleadas en amplificadores de RF, sistemas de verificación y medida así como sistemas electrónicos de Defensa.
Con una altura máxima 9 mm, estos inductores variables son ideales para aplicaciones en circuitos donde se requiere un bajo perfil. La sintonía es realizada mediante un núcleo de aleación de cobre. Las bobinas y sus núcleos son fabricados con especificaciones muy precisas. De tal forma que se garantiza una variación de inductancia muy exacta y de fácil adaptación al circuito impreso. Cada inductor variable de Johanson cumple la norma RoHS.

Luiggi Escalante
CI. 18878611
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Fuente: http://www.conectronica.com/componentes-rf/inductores-sintonizables-con-nucleo-no-magnetico

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La Terapia de Radiofrecuencia

La Radiofrecuencia ¿Cómo actúa en el cuerpo?
Los equipos de radiofrecuencia calientan gradualmente la piel. Trabajan principalmente sobre las fibras de colágeno, en una primera fase de tratamiento las fortalece y las contrae, posteriormente, a lo largo de tres meses aproximadamente produce la colagenogénesis (formación de colágeno nuevo) creando un efecto de contracción en la piel, por tanto se reduce la flacidez de la misma.
Su uso en tratamientos faciales es útil para la redefinición del óvalo del rostro, levantar pómulos, cejas y cuello, remodelar el contorno de los ojos. En tratamientos corporales reduce la flacidez del tejido provocada por la edad, los embarazos así como la pérdida o aumento repentino de peso. Dicha contracción es notable en brazos, abdomen, glúteos y piernas desde una primera sesión.
La radioterapia también se utiliza para el tratamiento de la celulitis, al ser éste un problema relacionado a la flacidez.


Usos Terapéuticos de la Radioterapia
La Radio Frecuencia ha sido usada desde tiempo atrás en la medicina en casos como la Electrobisturis Radiobisturis , y en el área estética con la Diatermia. Hace poco tiempo se emplea para producir el efecto de contracción del tejido. Para lograr dicho efecto existen 3 tecnologías conocidas hasta el día de hoy: Bipolar, Monopolar y Unipolar o de Emisión.


¿Cómo Trabaja la RadioFrecuencia?
1. Mediante un flujo de ondas eléctricas (microimpulsos) cuyo objetivo es calendar el tejido a profundidad. La emisión de las ondas varía dependiendo del tipo de tejido que encuentre a su paso, tiene diferentes impedancias.
2. A mayor impedancia, mayor calentamiento.
3. A menor área de tratamiento mayor calentamiento.
Conductividad o impedancia del Tejido
Diferentes tipos de tejido tienen diferentes conductividades (La conductividad es el inverso de la impedancia).
La Grasa es un mal conductor por lo que tiene mayor impedancia y un calentamiento mayor.
Los músculos son buenos conductores por lo que no sufrirán calentamiento.

Diferencias Tecnológicas
Monopolar: La corriente va desde un electrodo en la superficie de la piel hasta una placa capacitiva que se coloca en un costado del paciente por la que se hacen pasar corrientes eléctricas por el cuerpo del paciente lo cual conlleva cierto riesgo para este.
Bi-Polar Consta de 2 electrodos en los que la corriente viaja por la superficie de la piel con una distancia entre ellos. La piel sufre un calentamiento superficial en aplicaciones donde no hay mucha profundidad dérmica.
Acoplamiento de la RF a la Piel
Acoplamiento Capacitivo (Monopolar )
Ventaja: Forma un campo uniforme.
Desventajas: Debe de hacerse un excelente contacto.
El tratamiento debe de hacerse puntual.
Necesita gel de acoplamiento.
Necesita ajustar la energía cada vez que se cambia de punto haciendo lento el tratamiento e impráctico para áreas grandes.
Acoplamiento Emisión (MSQ )
Ventajas:
No necesita gel de acoplamiento.
No necesita electrodo de retorno eso significa, que no hay corrientes eléctricas circulando por el cuerpo del paciente.
No necesita ajustarse la potencia a cada punto se puede hacer de forma puntual o en movimiento.
Ventajas de la Radiofrecuencia
* Una frecuencia más alta del RF: 40.6Mhz vs. 6 Mhz
* Una tecnología mejor de acoplamiento: movimiento vs. inmóvil, ningún dolor
* Configuración de dos piezas de mano
* Ningún electrodo de retorno
* Ningún material desechable


Luiggi Escalante
CI. 18878611
CRF

Fuente: http://www.macroestetica.com/articulos/articulo-del-mes-la-terapia-de-radiofrecuencia-equipos-mas-sobresalientes-del-mercado/

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Nuevo equipo para el tratamiento del envejecimiento

Los tratamientos para elevar la piel y reducir las arrugas se han basado, hasta ahora, en la cirugía, el láser o los peelings. Sin embargo, hay una gran mayoría de personas en la cercanía de los cincuenta, que buscan la forma de continuar presentando una apariencia saludable y joven, pero por métodos no invasivos, que no entrañen posibles complicaciones. De ahí el inicio de la popularidad de las nuevas técnicas no ablativas (lo que significa que no hay cortes), de interés creciente en paises como España, en los que ya existe una amplia conciencia social de preocupación estética.

La nueva unidad, denominada ThermaBeauty, procede del desarrollo de equipos de radiofrecuencia para aplicación clínica y dermoestética por parte de la Empresa ECYDE, que en 1993 patentó un sistema de radiofrecuencia atérmica, con el que se consiguen importantes efectos biológicos de normalización similares a los conseguidos por el Láser, pero de forma homogénea en toda la zona de tratamiento. El nuevo equipo incorpora, además del exclusivo sistema atérmico, un nuevo sistema de Radiofrecuencia térmica conducida, combinado un sistema de enfriamiento superficieal electrónico, con lo que se consiguen resultados rápidos y duraderos. El sistema electrónico de enfriamiento evita el uso de elementos fungibles como sprays y productos anestésicos.

El equipo ThermaBeauty es la técnica más reciente en la lucha contra el envejecimiento facial. En él se utiliza la energía de radiofrecuencia conducida. Esta energía es muy conocida en cirugía, donde se emplea desde la década de los cuarenta, en forma de radiofrecuencia ablativa, pero las recientes innovaciones técnicas nos posibilitan su uso, desde la superficie de la piel, para el tratamiento selectivo de la dermis profunda y de las capas subdérmicas, ya que la aplicación del frío superficial protege la epidermis durante el disparo, con la ventaja adicional de no producir cortes ni lesiones.

La elevada temperatura interna alcanzada produce una contracción inmediata del colágeno, iniciandose la reparación y remodelación del colágeno profundo, reafirmando la piel y reduciendo sus arrugas. Hay unos efectos inmediatos, pero el resultado definitivo se observa a los tres o cuatro meses de aplicación, cuando se ha promovido la producción de colágeno y su remodelando.

La energía de la radiofrecuencia, controlada por microprocesador, se diferencia de la del láser, en que la luz de éste tiende a dispersarse y absorberse en las capas más externas de la piel, haciendo difícil su penetración con suficiente energía a las capas más profundas sin dañar la superficie. Además este nuevo sistema, al no actuar por luz, puede tratar en las mismas condiciones pieles claras y oscuras. Los láseres de uso dermatológico actúan sobre el colágeno cutáneo superior, mejorando las arrugas finas y la textura de la piel, mientras que la radiofrecuencia del sistema ThermaBeauty actúa sobre la dermis y las capas subcutáneas, mejorando así las arrugas más profundas y reafirmando los tejidos flácidos.

La experiencia hasta la fecha indica que cerca del 70% de los pacientes tratados con este sistema, alcanzan una mejoría sensible después de una sola sesión. En algunos casos los resultados obtenidos se acercan a los de elevaciones quirúrgicas, con la ventaja de que el cliente puede volver a sus actividades habituales inmediatamente después del tratamiento.

Luiggi Escalante
CI. 18878611
CRF

Fuente: http://www.med-estetica.com/Cientifica/Revista/n15/radiofrecuencia.htm

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Filtro del RF y de la microonda

Radiofrecuencia (RF) y Microonda los filtros representan una clase de Filtro electrónico, diseñado funcionar encendido señales en Megaciclos a Gigahertz gamas de frecuencia (De frecuencia media a Extremadamente de alta frecuencia). Esta gama de frecuencia es la gama usada por la mayoría de la radio de la difusión, televisión, comunicación sin hilos (cellphones, Wi-Fi, etc…), y así la mayoría del rf y los dispositivos de la microonda incluirán una cierta clase de filtración en las señales transmitidas o recibidas. Tales filtros son de uso general como bloques de edificio para los adaptadores y diplexers para combinar o separar bandas de frecuencia múltiples.

Cuatro funciones generales del filtro son deseables:

    * Filtro Band-pass: seleccione solamente una venda deseada de frecuencias
    * Venda-pare el filtro: elimine una venda indeseada de frecuencias
    * Filtro Low-pass: permita solamente las frecuencias debajo de a frecuencia de atajo para pasar
    * Filtro High-pass: permita solamente las frecuencias sobre a frecuencia de atajo para pasar

Contenido

    * 1 Tecnologías del filtro
          o 1.1 filtros del LC del Lumped-elemento
          o 1.2 Filtros Planar
          o 1.3 Filtros coaxiales
          o 1.4 Filtros de la cavidad
          o 1.5 Filtros dieléctricos
          o 1.6 Filtros de HTS
    * 2 Acoplamientos y referencias externos

Tecnologías del filtro

De los filtros generalmente la mayoría del RF y de la microonda se componen lo más a menudo posible de uno o más juntados resonadores, y cualquier tecnología que se pueda utilizar para hacer resonadores se puede también utilizar así para hacer los filtros. Descargado factor de calidad de los resonadores que son utilizados generalmente fijará selectividad el filtro puede alcanzar. El libro de Matthaei y otros. proporciona una buena referencia al diseño y a la realización de los filtros del rf y de la microonda.

filtros del LC del Lumped-elemento

La estructura más simple del resonador que se puede utilizar en filtros del rf y de la microonda es un LC circuito del tanque paralelo que consiste en o inductores y condensadores de la serie. Éstos tienen la ventaja de ser muy compactos, pero el punto bajo factor de calidad de los resonadores conduce a la degradación de las prestaciones relativamente.

Los filtros del LC del Lumped-Elemento tienen una gama de la frecuencia superior y más baja. Mientras que la frecuencia consigue muy baja, en el kilociclo bajo a la gama del hertzio el tamaño de los inductores usados en el circuito del tanque llega a ser prohibitivo grande. Los filtros muy de baja frecuencia se diseñan a menudo con los cristales para superar este problema. Mientras que la frecuencia consigue más arriba, en los 600 megaciclos y la gama más alta, los inductores en el circuito del tanque haga demasiado pequeño para ser práctico. Un inductor de 1 nanoHenry (nH) en 600 megaciclos no es una vuelta completa uniforme del alambre.

Filtros Planar

Microcinta las líneas de la transmisión (así como CPW o stripline) pueden también hacer buenos resonadores y filtros y ofrecer un compromiso mejor en términos de tamaño y funcionamiento que los filtros del elemento. Los procesos usados para fabricar los circuitos de la microcinta son muy similares a los procesos usados para fabricar tableros del circuito impreso y estos filtros tienen la ventaja en gran parte de ser planar.

Los filtros planar de la precisión son manufacturados con un proceso thin-film. Factores más altos de Q pueden ser obtenidos usando los materiales dieléctricos bajos para el substrato tal como cuarzo o zafiro y bajar los metales de la resistencia tales como oro.

Filtros coaxiales

Coaxial las líneas de la transmisión proporcionan más arriba factor de calidad que líneas planar de la transmisión, y se utilizan así cuando se requiere un rendimiento más alto. Los resonadores coaxiales pueden hacer uso los materiales constantes del alto-dieléctrico para reducir su tamaño total.

Filtros de la cavidad

Todavía ampliamente utilizado en los 40 megaciclos a 960 megaciclos de gama de frecuencia, los filtros bien construidos de la cavidad son capaces de alta selectividad incluso bajo cargas de la energía por lo menos de un megavatio.[1] Más arriba "Q" factor de calidad, tan bien como estabilidad creciente del funcionamiento en (abajo a 75 kilociclos) las frecuencias de cerca espaciadas, puede ser alcanzado aumentando el volumen interno de las cavidades del filtro.

La longitud física de los filtros convencionales de la cavidad puede variar sobre de 82 " en la gama de 40 megaciclos, abajo a 11 inferiores " en la gama de 900 megaciclos.

En la gama de la microonda (1000 megaciclos (o 1 gigahertz) y más altos), los filtros de la cavidad llegan a ser más prácticos en términos de tamaño y perceptiblemente más alto factor de calidad que resonadores y los filtros del elemento, aunque la energía que maneja capacidad puede disminuir.

Filtros dieléctricos

Duendes maliciosos hechos de vario Dieléctrico los materiales se pueden también utilizar para hacer resonadores. Como con los resonadores coaxiales, los materiales constantes del alto-dieléctrico se pueden utilizar para reducir el tamaño total del filtro. Con los materiales dieléctricos low-loss, éstos pueden ofrecer un rendimiento perceptiblemente más alto que las otras tecnologías discutidas previamente.

Filtros de HTS

Superconductividad de alta temperatura (HTS) Filtros del RF y de la microonda funcione en criogénico gama de temperaturas, sobre 77K (- 196C, temperatura ambiente está sobre 300K). En esta temperatura superconductor el emparedado material que forma el filtro ofrece resistencia superficial cercana-cero a la energía en el RF y la gama de la frecuencia microondas. Esto es un cambio categórico de los filtros convencionales del RF y de la microonda.

Con resistencia cercana-cero, la pérdida in-circuit de la inserción de filtros de HTS está perceptiblemente menos que los filtros convencionales. Esto es de importancia cuando es mínimo atenuación de la antena la señal es deseable. Además, en la temperatura superconducting, la actividad de la estructura cristalina del emparedado del semiconductor está en un mínimo cercano (ruido termal mínimo). Esto contribuye a una figura reducida valor del ruido. La combinación de la pérdida baja de la inserción y el de poco ruido proporciona una alta sensibilidad anticipada a de poco ruido convencional preamplificador.

Los filtros de HTS son normalmente in-circuit insertado entre la antena y el preamplificación, en comparación con los filtros convencionales que se insertan después del preamplificación. En este arreglo, los filtros fomentan separado ellos mismos de HTS de la convención eliminando la interferencia de señales próximas fuertes con el portador puesto que el rechazamiento out-of-band del filtro atenúa estas señales indeseadas antes de alcanzar el preamplificación. Las señales indeseadas no se amplifican ni no se alimentan a través al mezclador del receptor para downconverting (ninguna intermodulación).

El low-loss/el altos-q/alto-rechazan características de los permitir de los filtros de la microcinta de HTS diseñar los filtros bandpass muy estrechos para capturar señales del interés en altos ambientes de la EMI, proporcionando tunability y selectividad realzados a los receptores ultra-sensibles. los filtros Ultra-selectivos de HTS pueden sobrepasar características convencionales del rechazamiento del filtro con perceptiblemente pocos postes. Temprano el poste 4 el poste 4.8 gigahertz los diseños del filtro de la anchura de banda de 62 megaciclos de Superconductor Technologies inc. y 6 anchura de banda de 57 megaciclos por los sistemas de Westinghouse Electronics pavimentó el camino para la caravana global de hoy de la tecnología. Incidentemente, la referencia a la "temperatura alta" es por supuesto una referencia relativa. Se significa para exprimir el aprecio para las temperaturas pioneras tempranas en la gama líquida del helio (1.7 a 4 K).

Luiggi Escalante
CI. 18878611
CRF

Fuente: http://www.worldlingo.com/ma/enwiki/es/RF_and_microwave_filter

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Receptor superheterodino

El receptor superheterodino lleva a cabo casi toda la amplificacíon de la frecuencia constante denominada Frecuencia intermedia, o FI, utilizando una frecuencia fija, con lo que se consiguen ajustes más precisos en los circuitos y se aprovecha todo lo que puede dar el componente utilizado (válvula termoiónica, transistor o circuito integrado). Fue inventado por Edwin Howard Armstrong, inventor también del circuito regenerativo, del receptor superregenerativo y de la radiodifusión de frecuencia modulada (FM).

En los receptores domésticos de AM (Onda media), la frecuencia intermedia es de 455 o 470 kHz; en los receptores de Frecuencia modulada (FM), generalmente es de 10,7 MHz.

Los receptores superheterodinos mezclan o heterodinan una frecuencia generada en un oscilador local (Floc), contenido en el receptor, con la señal entrante en antena (Fant).

De esta heterodinación resultan dos frecuencias: una superior (Fant + Floc) y otra inferior (Fant - Floc) a la frecuencia entrante. Una de ellas, normalmente la inferior, es elegida como FI (frecuencia intermedia), filtrada con un filtro de alto factor Q, amplificada y posteriormente detectada o demodulada para obtener la audiofrecuencia que se oirá, después de convenientemente amplificada, a través de un altavoz.

El usuario sintoniza el receptor mediante el ajuste de la frecuencia del oscilador local (Floc) y la sintonización de las señales entrantes (Fant).

En la mayoría de los receptores estos ajustes se realizan de forma simultánea, actuando sobre un condensador variable con dos secciones en tándem, esto es, acopladas en el mismo eje. Una de las secciones de este condensador forma parte del circuito oscilador local y la otra del de sintonía de la señal entrante, de tal forma que cuando se varía la frecuencia sintonizada en la entrada, se varia también la frecuencia del oscilador local, manteniendo constante la diferencia entre ambas, que es la Frecuencia intermedia) (FI).

Actualmente, casi todos los receptores utilizan este método. El diagrama siguiente muestra los elementos básicos de un receptor superheterodino de conversión simple. En la práctica no todos los diseños tendrán todos los elementos de este esquema, ni este cubre la complejidad de otros, pero los elementos esenciales de: un oscilador local, un mezclador seguido por un filtro y un amplificador de FI, son comunes a todos los receptores superheterodinos

Diagrama de un receptor superheterodino típico

• En el receptor superheterodino el filtro/ amplificador de rf (radiofrecuencia) aísla la señal que deseamos recibir del resto de las señales que llegan a la antena. Este filtro pasabandas es genérico, por lo que tiene poca selectividad en frecuencia.
• El mezclador recorre el espectro en frecuencia de la señal filtrada, centrándolo alrededor de la "frecuencia intermedia" (fin).
• Para desplazar el espectro, el mezclador utiliza la componente de conversión ascendente o descendente, según convenga.
• El filtro de frecuencia intermedia aísla perfectamente la señal a demodular, ya que es un filtro de alta selectividad en frecuencia.
• El detector demodula la señal de frecuencia intermedia (es decir, recupera el espectro de la señal original) y el amplificador le da a la señal de salida la ganancia que necesita.

Ventajas del sistema

• La mayor parte del trayecto de la señal de radio ha de ser sensible solo a una estrecha gama de frecuencias. Solamente la parte anterior a la etapa conversora (la comprendida entre la antena y el mezclador) necesita ser sensible a una gama amplia de frecuencias.

Como ejemplo, en un receptor de AM podría necesitar ser eficiente en una gama de 1 a 30 MHz, mientras que el resto del receptor solo necesitaría una respuesta correcta a la FI, esto es a 460 o 470 KHz. según los casos.

• Otra ventaja es que se evitan los acoplamientos indebidos entre pasos por capacidades parásitas generadas por cables y pistas de circuito impreso, al usar una frecuencia constante.

Superheterodino de doble conversion

A veces, para superar obstáculos tales como el fenómeno denominado frecuencia imagen o respuesta imagen, se utiliza más de una FI. En tales casos, la primera parte del receptor debería ser sensible a una banda de 1 a 30 MHz, como en el caso anterior, la siguiente etapa a 5 MHz (1ª FI) y la última a 50 kHz (2ª FI). Se utilizan dos conversores y al receptor así diseñado se le denomina Superheterodino de doble conversión. Frecuentemente se elige como primera frecuencia intermedia 10.7 MHz, y como segunda 455 KHz. Para obtener 455KHz desde los 10.7MHz se mezcla la primera FI con una señal proveniente de un oscilador local fijo a 10.245 MHz. Esta frecuencia suele venir fijada por un cristal de cuarzo para mayor estabilidad. Existen, además, superheterodinos de triple y cuádruple conversión.

Ventajas sobre sistemas anteriores

Los receptores de radiofrecuencia sintonizada, utilizados anteriormente, sufrían de falta de estabilidad de frecuencia y de una muy pobre selectividad, dado que, incluso utilizando filtros con un alto factor Q, tenían un ancho de banda demasiado grande en la gama de las radiofrecuencias. Los receptores superheterodinos tienen unas características superiores, tanto en selectividad como en estabilidad de frecuencia. Es mucho más fácil estabilizar un oscilador que un filtro, especialmente con la moderna tecnología de sintetizadores de frecuencia, y los filtros de FI pueden tener una banda de paso mucho más estrecha para un mismo factor Q que un filtro equivalente para RF (radiofrecuencia). Una FI fija, permite el uso de filtros de cristal en diseños muy críticos tales como los receptores de radioteléfonos, los cuales deben tener una selectividad extremadamente alta.

Transmisores superheterodinos

La tecnología superherodina también se aplica a los transmisores de radio. El diseño de un transmisor superheterodino es similar al del receptor, con la diferencia de que las etapas de la señal están dispuestas en un camino inverso.

Futuro

La próxima evolución de diseño del superheterodino, es la arquitectura de radio definida por software, donde el procesamiento de la FI después del filtro inicial de FI es ejecutado por software


Luiggi Escalante
CI. 18878611
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Fuente: http://es.wikipedia.org/wiki/Receptor_superheterodino

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Acoplador direccional

Divisores de potencia y acopladores direccionales
Divisores de potencia y acopladores direccionales son dispositivos pasivos usados en el campo de la radio tecnología. Estos dispositivos acoplan parte de la potenciatransmitida a través de una línea de transmisión hacia otro puerto, a menudo usando dos líneas de transmisión dispuestas lo suficientemente cerca para que la energía que circula por una de las líneas se acople a la otra.

Líneas de transmisión del acoplador

Como se muestra en la figura 1, un acoplador tiene 4 puertos: entrada, salida, acoplado y aislado. El término "línea principal" se refiere a la línea entre los puertos 1 y 2. En algunos acopladores direccionales, la línea principal está diseñada para operar en alta potencia (grandes conectores), mientras que el puerto acoplado puede usar un conector pequeño SMA. A menudo el puerto aislado está conectado a una carga adaptada, interna o externa (normalmente 50 ohms). Debería tenerse en cuenta que el acoplador direccional, al ser un dispositivo linear, la notación de la Figura 1 es arbitraria. Cualquier puerto puede ser la entrada, de este modo la salida seria el puerto al que está conectado directamente la entrada, el puerto acoplado seria el puerto adyacente al de entrada, y el aislado seria el puerto en diagonal.

El puerto acoplado es usado para obtener la información (por ejemplo frecuencia y nivel de potencia) de la señal sin interrumpir el flujo de principal en el sistema ( a excepción de la reducción de potencia – ver Figura 2). Cuando la potencia del puerto 3 es la mitad de la de entrada (por ejemplo 3 dB inferior a la entrada), la potencia en la línea de transmisión principal está también 3 dB por debajo de la de entrada y es igual a la potencia acoplada. Este tipo de acopladores son los llamados híbridos de 90 grados, híbridos o acopladores 3 dB.

Las propiedades comunes deseadas para todos los acopladores direccionales son un ancho de banda amplio, alta directividad y una buena impedancia de adaptación en todos los puertos cuando los otros puertos están conectados a cargas adaptadas. Estas características de los acopladores direccionales híbridos y no híbridos se explican por sí mismas. Otras características generales serán discutidas a continuación.

Factor de acoplamiento

El factor de acoplamiento es definido como:
Donde P₁ es la potencia de entrada en el puerto 1 y P₃ es la potencia de salida en el puerto acoplado (ver Figura 1)
El factor de acoplamiento representa la propiedad primaria de un acoplador direccional. El acoplamiento no es constante, varia con la frecuencia. Mientras que varios diseños pueden reducir esta variación , es imposible construir un acoplador perfecto sin ninguna variación a la frecuencia. Los acopladores direccionales son especificados en términos de exactitud en la frecuencia central de la banda de operación. Por ejemplo un acoplamiento de 10 dB +/-0.5 dB significa que el acoplador direccional puede tener un acoplamiento de 9.5 dB a 10.5 dB en la frecuencia central de la banda. La precisión es debida a las tolerancias dimensionales en la separación entre las dos líneas acopladas. Otra especificación es la sensibilidad a la frecuencia. Una mayor sensibilidad a la frecuencia permitirá una banda de frecuencias operativa más ancha. Se usan múltiples secciones de acoplamiento de un cuarto de longitud de onda para obtener un mayor ancho de banda de frecuencia. Normalmente este tipo de acoplador direccional es diseñado para una relación de ancho de banda de frecuencia y para un máximo de ondulación de acoplamiento dentro de la banda de frecuencias. Por ejemplo, un típico diseño de acoplador con un ancho de banda de frecuencia de 2:1 que produce un acoplamiento de 10 dB con una ondulación de +/- 0.1 dB, utilizando la especificación previa de exactitud, tendría un acoplamiento de 9.6 +/- 0.1 dB hasta 10.4 +/- 0.1 dB a lo largo del rango de frecuencias.

Pérdidas

En un acoplador direccional ideal, las pérdidas de la línea principal desde el puerto 1 al puerto 2 (P1 – P2) debido a la potencia acoplada al puerto de salida acoplado son:
Pérdidas por inserción:
Las pérdidas serán una combinación de pérdidas de acoplamiento, pérdidas dieléctricas, pérdidas del conductor y pérdidas por ROE. Dependiendo del rango de frecuencias, las pérdidas por acoplamiento son menos significantes con un acoplamiento superior a 15 dB. En este caso las otras pérdidas constituyen la mayor parte del total de pérdidas. En la Figura 2 se muestra un gráfico con la relación teórica entre las pérdidas por inserción (dB) y el factor de acoplamiento (dB).

Aislamiento

El aislamiento de un acoplador direccional puede ser definido como la diferencia en níveles de señal, en dB, entre el puerto de entrada y el puerto aislado, estando los otros dos puertos conectados a cargas adaptadas, o:
Aislamiento:
El aislamiento también puede ser definido entre los dos puerto de salida. En este caso, uno de los puertos de salida es usado como entrada, mientras que el otro es considerado como puerto de salida. Los otros dos puertos (entrada y aislado) están conectados a cargas adaptadas.
Consecuentemente:
El aislamiento de los puertos de entrada y aislado puede ser diferente del aislamiento entre los dos puertos de salida. Por ejemplo el aislamiento entre los puertos 1 y 4 puede ser de 30 dB mientras que el aislamiento entre los puertos 2 y 3 puede tener un valor diferente, como por ejemplo 25 dB. Si ambas medidas de aislamiento no están disponibles, se puede asumir que son iguales. Si no están disponibles ninguna de las dos, se puede estimar el aislamiento por la suma del factor de acoplamiento mas las pérdidas de retorno (ROE). El aislamiento debería ser lo más alto posible. En los acopladores actuales, el puerto aislado nunca está completamente aislado. Siempre estará presente alguna señal de RF. Los acopladores direccionales de guía de onda son los que tienen el mejor aislamiento.

Si el aislamiento es alto, el acoplador direccional es excelente para combinar señales y alimentar una sola línea hacia un receptor para realizar tests de recepción de dos tonos. En la Figura 3 una señal entra por el puerto P₃, otra por el puerto P₂, y las dos salen por el puerto P₁. La señal que pasa del puerto P₃ al puerto P₁ tendrá unas pérdidas de 10 dB, y la señal que va del puerto P₂ al puerto P₁ tendrá 0.5 dB de pérdidas. La carga interna del puerto aislado disipará las pérdidas de señal desde el puerto P₃ hasta el puerto P₂. Si los aislamientos de la Figura 3 son ignorados, la medida de aislamiento (del puerto P₂ al puerto P₃) determina la cantidad de potencia del generador de señal F₂ que será inyectada hacia el generador de señal F₁. A medida que el nivel de inyección se incrementa, se puede producir modulación del generador de señal F₁, o incluso inyección de bloqueo de fase. Debido a la simetría del acoplador direccional, la inyección reversa se producirá con los mismos posibles problemas de modulación del generador de señal F₂ por F₁. Además los aisladores son usados en la Figura 3 para incrementar efectivamente el aislamiento ( o directividad) del acoplador direccional. Consecuentemente las pérdidas por inyección serán debidas al aislamiento del acoplador direccional más el aislamiento inverso de los aisladores.

Directividad

La directividad está directamente relacionada con el aislamiento, y es definida por:
Directividad:

donde: P₃ es la potencia de salida del puerto acoplado y P₄ es la potencia de salida del puerto aislado.
La directividad debería ser lo más alta posible. La directividad es muy alta en la frecuencia de diseño y es una función más sensible a la frecuencia debido a que depende a la cancelación de dos componentes de la oscilación. Los acopladores direccionales de onda de guía son los que mejor dirctividad tienen. La directividad no es medible directamente, es calculada a partir de la diferencia entre las medidas de aislamiento y acoplamiento:

Híbridos

Los acopladores híbridos, o acopladores direccionales 3 dB, en los cuales las dos salidas son de igual amplitud, pueden ser de varias formas. No hace mucho, los acopladores 3 dB en cuadratura (90 grados), con salidas desfasadas 90 grados, era lo que nos venia a la mente al mencionar los acopladores híbridos. Ahora cualquier 4 puertos con brazos aislados y divisor de potencia igual es llamado híbrido o acoplador híbrido. Hoy en día, la función característica es la diferencia de fase de las salidas. Si es de 90 grados, se trata de un híbrido 90 grados. Si es de 180 grados, se trata de un híbrido 180 grados. Incluso el divisor de potencia Wilkinson, el cual tiene 0 grados de diferencia, es actualmente un híbrido, aunque el cuarto brazo es normalmente interno.
El híbrido se aplica en comparadores monopulso, mezcladores, combinadores de potencia, divisores, moduladores, y array en fase de sistemas de antena de radar.
Una versión más barata de este tipo de acopladores se suele utilizar también en el hogar, para dividir las señales de TV y FM, por cable o por aire, hacia las diferentes habitaciones, y también para los dispositivos sin un passthrough hacia el equipo de TV. Un puerto está etiquetado como entrada, mientras que los otros dos, tres o cuatro están etiquetados como salidas, a menudo con los dB de pérdida de cada uno. Uno de estos puede tener menos pérdidas que los otros, el qual pude tener conectado otro splitter, o el cable coaxial más largo hacia la habitación más lejana.

Balance de amplitud

Esta terminología define la diferencia de potencia en dB entre los dos puertos de salida de un híbrido 3 dB. En un circuito ideal híbrido la diferencia debería ser de 0 dB. De todos modos, en un dispositivo real el balance de amplitud depende de la frecuencia y se aparta de la diferencia ideal de 0 dB.
En ingeniería de transmisión, los acopladores diferencia-amplitud son usados para crear relleno nulo.

Balance de fase

La diferencia de fase entre los dos puertos de salida de un acoplador híbrido debería ser de 0, 90, 180 grados dependiendo del tipo utilizado. De todos modos, al igual que en el balance de amplitud, la diferencia de fase es sensible a la frecuencia de entrada y normalmente variará unos pocos grados.

Las propiedades de fase de un acoplador híbrido de 90 grados pueden ser usadas con gran ventaja en los circuitos microondas. Por ejemplo, en un amplificador equilibrado de microondas las dos entradas son alimentadas a través de un acoplador híbrido. Los dispositivos FET normalmente tienen una pobre adaptación y reflejan mucha energia incidente. De todos modos, como los dispositivos son esencialmente idénticos, los coeficientes de reflexión de cada dispositivo son iguales. El voltaje reflejado desde los FETs está en fase con el puerto aislado desfasado 180 grados con el puerto de entrada. Además, toda la potencia reflejada desde los FETs va hacia la carga en el puerto aislado y ninguna potencia va hacia el puerto de entrada. Como consecuencia se consigue una buena adaptación de entrada (baja ROE).

Si se usan líneas adaptadas en fase para una entrada de antena hacia un acoplador de 180 grados, como se muestra en la Figura 4, se producirá un nulo directamente entre las antenas. Para recibir una señal en esta posición se debería cambiar el tipo de híbrido o la longitud de la línea. Esta es una buena aproximación para rechazar una señal desde una dirección determinada o para crear el patrón de diferencia para un radar monopulso.

Los acopladores de diferencia de fase pueden ser usados para crear una inclinación de haz en una estación de radio VHF en FM, retrasando la fase en los elementos inferiores de un array de antenas. De esta manera se puede redirigir completamente el rango de retransmisión en las estaciones AM de onda media que usan radiadores mast. Normalmente se hace de noche para evitar radio interferéncias skywave a una estación en la dirección opuesta.

Otros divisores de potencia

Ambos acopladores híbridos, Wilkinson y en cuadratura (90º) pueden ser utilizados para aplicaciones con divisores de potencia coherente. El divisor de potencia Wilkinson tiene una baja ROE en todos los puertos y alto aislamiento en los puertos de salida. Las impedancias de entrada y de salida en cada puerto son diseñadas para ser iguales a la impedancia característica del sistema de microondas.

A la derecha se muestra un divisor de potencia típico. Idealmente, la potencia de entrada seria dividida por igual entre los puertos de salida. Los divisores están fabricados con múltiples acopladores, y, al igual que estos, pueden invertirse y utilizarse como multiplexadores. La cuestión es que para un multiplexador de cuatro canales, la salida consiste en solo ¼ de potencia de cada uno, por lo que es relativamente ineficiente. Multiplexar con pocas pérdidas solo se puede conseguir con redes de filtros.

Al principio, la división de potencia coherente se consiguió a través de simples uniones T. En las frecuencias de microondas, las guías de onda en T tienen dos formas posibles- plano E y plano H. Estas dos uniones separan la potencia por igual, pero debido a las diferentes configuraciones de campo en la unión, en los brazos de salida, los campos eléctricos están en fase en la T de plano H y en antifase en la T de plano-E. La combinación de estas dos T's para formar un híbrido permitió la realización de un componente de cuatro puertos el cual podía realizar la suma vectorial y la diferencia de dos señales de microondas coherentes. El dispositivo es conocido come la T mágica.

Combinadores de potencia

Debido a que los circuitos híbridos son bidireccionales, pueden ser utilizados para dividir una señal y alimentar múltiples amplificadores de baja potencia, después recombinarlas y alimentar una sola antena con alta potencia como se muestra en la figura 6.

Esta aproximación permite el uso de numerosos amplificadores de baja potencia, menos caros, en el circuito en lugar de un solo TWT de alta potencia. Otro enfoque es alimentar una antena con cada amplificador de estado sólido (SSA) y permitir que la potencia sea combinada en el espacio, o ser usada para alimentar una lente la cual estaría conectada a una antena.

Acopladores direccionales de baja frecuencia

Para las frecuencias más bajas es posible una implementación compacta de banda ancha mediante acopladores unidireccionales (transformadores). En la figura se muestra un circuito para acoplamiento débil y que puedes ser entendido a lo largo de estas líneas: Una señal entra por uno de los pares de líneas. Un transformador reduce el voltaje de la señal y el otro reduce la corriente. Además la impedancia está adaptada. El mismo argumento vale para cada dirección de la señal a través del acoplador. El signo relativo del voltaje inducido y la corriente determina la dirección de la señal de salida.

Para un acoplamiento 3 dB, con una división igual de la señal, otro punto de vista puede ser más apropiado: Dos de los pares de líneas son combinados en una línea polifásica. Se puede utilizar un transformador polifásico para redistribuir la señal en un grupo de líneas rotadas 45º


Luiggi Escalante
CI. 18878611
CRF

Fuente: http://es.wikipedia.org/wiki/Acoplador_direccional

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Proyectos de investigación recientes y en marcha

Ultra-Wideband Operational Transconductance Amplifiers (OTA's)

Hemos demostrado un OTA en CMOS completamente diferencial que posee el ancho de banda más amplio que se halla publicado hasta el momento, excediendo los 10 GHz. Hay una variedad de aplicaciones en el area de las microondas donde los OTA pueden jugar un papel importante, entre ellas los filtros activos, desfasadores, circuladores activos y más.  Dado a que un OTA recibe una señal de entrada de voltage y produce una señal de corriente, hemos desarrollado una serie de circuitos especializados para medir las caracteristicas de los OTA en el rango de las microondas porque un analyzador de redes solo puede medir coeficientes de transmisión y reflección, los cuales son definidos en terminos de ondas de voltage.

Mezcladores de Alto Rendimiento

En nuestro grupo de investigacion hemos demostrado un mezclador subharmonico (x4) que funciona en el rango de los 12 GHz y que tiene la más alta ganancia que se haya reportado hasta el momento.  Por lo general, en un mezclador subharmonico la frecuencia del oscilador local (LO) es internamente multiplicada por un factor 2 o 4. Una importante ventaja de este tipo de mezcladores cuando son utilizados en sistemas de comunicaciones es que la frecuencia del LO se puede reducir en 1/2 o 1/4, lo cual facilita el diseño de osciladores con bajo ruido de fase y por consiguiente el BER del sistema puede mantenerse a los niveles requeridos. Los mezcladores subharmonicos tambien son utilizados en receptores de conversion directa para resolver el problema conocido como "LO self-mixing."





Circuitos con Cancelación de Distorción de Tercer Orden

Cuando una señal de radio frecuencia (RF) pasa por un amplificador, la señal amplificada de salida tambien contiene cierta cantidad de distorción. Dicha distorción es el resultado de efectos no lineales dentro del amplificador de tercer o más alto orden. Los productos de intermodulacion de tercer orden son los más problematicos ya que esta distorcion puede interferir con la señal que contiene la informacion que se quiere amplificar. Nosotros hemos desarrollado un nuevo metodo para reducir la distorcion de tercer orden en amplificadores de alta frecuencia que utiliza el metodo de superposicion de derivadas. Este trabajo obtuvo el primer premio en un congreso internacional en Enero del 2009 y hemos sometido una solicitud para patentar el metodo.





Filtros Activos y Sintonizables en CMOS

En el rango de las microondas, la mayoría de los receptores usados en sistemas de comunicaciones usan filtros con un paso de banda fijo. Por consiguiente toca diseñar un nuevo receptor cada vez que la frecuencia del sistema cambia. Para reducir los costos y el tiempo asociados con esta duplicacion de trabajo hay bastante interes hoy en día en desarrollar filtros de microodas que sean sintonizables. Con esta motivación nosotros hemos demostrado el filtro activo y sintonizable mas pequeño que se haya reportado hasta el momento en la banda de los 2 GHz. El filtro tiene un rango de sintonización (o ajuste) de 0.5 GHz.  El circuito utiliza una topologia de resonadores acoplados que consisten a su vez de capacitores e inductores activos. Debido a que los inductores son hechos con OTAs en CMOS el consumo de potencia del filtro activo es relativamente bajo comparado con filtros similares diseñados en otras tecnologías.




Multiplicadores de Frecuencia

Los multiplicadores de frecuencia son una clase especial de mezcladores cuyo objetivo es multiplicar la frecuencia de la señal de entrada por un número entero para obtener una frecuencia armónica mas alta.  La multiplicación de frecuencias es una operacion muy útil en sistemas de comunicaciones donde es necesario generar señales de altísima frecuencia y con bajo ruido de fase. Aunque un mutiplicador degrada el ruido de fase de la señal almenos por una cantidad 20log(n), donde n es el factor mutiplicativo, si el ruido del oscilador que genera la frecuencia fundamental es lo sificientemente bajo entonces la señal ármonica todavia puede tener un ruido de fase más bajo comparado con la señal de un oscilador diseñado directamente a la frecuencia alta.
La foto a la derecha es de un triplicador de frecuencia que funciona a los 6 GHz.







Divisores de Frecuencia

A la inversa de los multiplicadores de frecuencia, un divisor de frecuencia producen una señal de salida cuya frecuencia es una fraccion 1/n de la frecuencia de la señal de entrada, donde n es un número entero.  Este tipo de circuito es usado principalmente en demoduladores de PSK y en sintetizadores de frecuencia que utilizan phase-locked loops.   En nuestro laboratorio hemos desarrollado varios tipos de divisores de frecuencia y que son basados tanto en circuitos puramente analogicos como digitales. Los divisores analogicos utilizan el principio de regneracion con los cuales hemos logrado hacer divisores impares (1/3).  La fotografía a la derecha es de un divisor por cuatro (1/4) usando un aro de inversores digitales intercalado con interruptores.  








Phase Shift Keying Modulators

Various forms of phase shift keying modulation are used in many important communications and wireless applications. For example, Binary Phase Shift Keying (BPSK) is used in the Global Positioning System (GPS) and Radio Frequency Identification (RFID). Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) is used for WCDMA, Bluetooth, WLANs, and a host of other systems. We first demonstrated a BPSK modulator using a balun and two transistors operating in a complementary switching configuration. The circuit had a throughput of 200 Mbps at a carrier frequency of 2.4 GHz. Subsequently we designed and tested a QPSK modulator using two BPSK unit cells and we used a novel vector summation method to combine the outputs of the two BPSK modules. Right: photograph of the BPSK unit cell.









Luiggi Escalante
CI. 18878611
CRF

Fuente: http://post.queensu.ca/~saavedra/research/ProjectsESP.html

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Direct frequency comb synthesis with arbitrary offset and shot-noise-limited phase noise

Carrier-envelope phase stabilization1, 2 has opened an avenue towards achieving frequency metrology with unprecedented precision3, 4 and optical pulse generation on the previously inaccessible attosecond timescale5. Recently, sub-100-as pulse generation has been demonstrated6, approaching the timescale of the fastest transients in atomic physics. However, further progress in attophysics7 appears to be limited by the performance of the traditional feedback approach used for carrier-envelope phase stabilization8, 9, 10. Here, we demonstrate a conceptually different self-referenced feed-forward approach to phase stabilization. This approach requires no complicated locking electronics, does not compromise laser performance, and is demonstrated with 12-as residual timing jitter, which is below the atomic unit of time. This surpasses the precision of previous methods by more than a factor of five and has potential for resolving even the fastest transients in atomic or molecular physics. Such shot-noise-limited comb synthesis may also simplify progress in current research in frequency metrology11, 12.

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Introduction

Measurement of the carrier-envelope phase (CEP) relies on heterodyning different harmonics of broadband femtosecond laser pulses1. This method directly delivers the slippage rate fCE = frepϕCE/2π of the per-roundtrip phase difference ϕCE between carrier and envelope inside a femtosecond oscillator as a radiofrequency (RF) signal, where frep is the laser repetition rate. Establishing a phase-locked loop between fCE and a reference oscillator then enables CEP stabilization. As CEP fluctuations, in particular in free-running Ti:Sapphire oscillators, have turned out to be massive13, with clearly measurable spectral content up to several kilohertz, practical implementations of the negative feedback for closing the phase-locked loop therefore require a fast-acting mechanism for adjusting intracavity CEP. Suitable servo control of the CEP therefore typically relies on an acousto-optic modulator (AOM), which adjusts the intracavity peak power and nonlinear phase shift by means of the oscillator pump power14. Despite its proven utility, however, the servo concept has some distinct drawbacks. First, regardless of the method used, feedback into the laser frequently causes detrimental, dynamic side effects on other laser parameters such as output power, pulse duration or round-trip time. Achieving ideal stabilization performance requires a careful balance between short-term phase jitter and stability against drop-outs15, which often corrupts the achievable bandwidth of the servo loop. Additionally, measuring the CEP relies on RF heterodyning. Therefore, generating the very important case of a pulse train with constant electric field structure (fCE = 0) requires further measures. Although a comb with zero offset frequency has been produced before using an AOM2, the AOM is inserted in one of the arms of an f-to-2f interferometer, limiting the design of the interferometer. In the frequency domain, pulses from a zero-offset comb consist of exact harmonics of the laser repetition rate frep, that is, νn = nfrep. Optical parametric processes16 or difference-frequency generation between two combs of identical fCE ≠ 0 have been demonstrated as an alternative method for the generation of zero-offset combs. However, residual phase jitter of self-referenced schemes is found to be similar to servo-loop approaches. This is explained by laser power fluctuations and strong amplitude-to-phase coupling in the optical parametric process16. In the following, we discuss a scheme in which the optical signal wave in the parametric process is directly replaced by the RF signal fCE. Using an acousto-optic frequency shifter (AOFS) for comb synthesis, we avoid amplitude-to-phase coupling as well as the previously mentioned shortcomings of the servo-loop approach.

The concept of our scheme is depicted in Fig. 1. The frequency comb of a free-running femtosecond laser oscillator is split into zero-order and first-order beams by diffraction off the index grating inside the AOFS. In a similar way, AOFSs have been used previously to match a frequency comb to the longitudinal modes of an external cavity17 or to stabilize the frequency of a continuous-wave dye laser18. With typical diffraction efficiencies for an AOFS of 60–70%, more than half of the laser power is available for applications, while the remainder in the zero-order output serves to measure the CEP frequency. As this measurement in the zeroth order remains unaffected by the resulting frequency shift in the first order, our method has a feed-forward character. The power ratio between the AOFS orders is nearly identical to that used in the servo-loop approach. Owing to the interaction with the travelling acoustical wave, the frequency comb in the Bragg reflected first-order beam is shifted by exactly the driver frequency fRF. By feeding the independently measured and amplified carrier-envelope frequency into the AOFS, that is, fRF = fCE(t), the comb in the first-order beam is down-shifted to exactly zero offset, corresponding to a pulse train with identical electric field structure of the pulses. Using RF synthesis for generation of the driver signal as explained below, the comb can be stabilized at arbitrary offsets.

Figure 1: Concept of the direct feed-forward method for stabilization of CEP.

For maximum diffraction efficiency into first order (red comb modes), the Bragg condition 2λ_acsin α = λn has to be fulfilled. α = α_in = α_out is the Bragg angle, λ_ac the acoustic wavelength, λ the optical wavelength, and n the refractive index. The comb modes in the transmitted beam (zero order) remain unaffected, but each individual frequency of the diffracted beam is shifted by the input frequency of the acousto-optic device f_RF, which can be used to shift the comb to zero offset frequency when choosing f_RF = f_CE.
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For experimental verification and measurement of the residual CEP jitter, we used the set-up shown in Fig. 2, which is described in detail in the Methods section. For detection reasons, the signal is shifted out of the baseband to obtain stabilization at fCE = 60 MHz. Figure 3a shows the time series of the residual phase noise, measured over 5 s at a 5 megasamples per second sampling rate. For comparison, we also recorded the signal with f and 2f components in the out-of-loop (OOL) interferometer temporally mismatched to suppress interference. The resulting quantum noise-induced signal allows the detection limit to be estimated. Fourier transforms of the temporal signals (Fig. 3b) indicate that the residual phase noise is essentially limited by detection noise in the range from 30 Hz to the sampling limit of 2.5 MHz, with only relatively few discrete frequencies appearing significantly above the detection limit. Over five decades, therefore, the performance of our stabilization scheme is determined by shot noise. This situation is in strong contrast to previously reported performance8, 10, 13, where a broad acoustic band was consistently reported that exceeded the detection limit by some 25 dB Hz−1/2, peaking in the 100–1,000 Hz region. Moreover, it is also surprising that the spectral analysis does not report any prevalent noise contributions in the 100 kHz range, as have previously been observed in servo-stabilized lasers and attributed to the multimode concept of the pump laser being used9. Given their relatively high frequency above the loop bandwidth, such phase noise contributions are impossible to equalize in traditional servo-loop concepts. This limitation does not play a role in our feed-forward concept, which is only limited by the bandwidth of the AOFS, which we compute to be 1 MHz from manufacturer data. At frequencies below ~10 Hz, slow dephasing between the OOL and in-loop (IL) signal is observed. We attribute this phase drift mainly to a slow drift of the CE frequency of the laser oscillator in combination with the phase lag of the AOFS. To a lesser extent, a relative drift of the two interferometers may also contribute. Note that no means were taken to stabilize the CE frequency of the free-running laser oscillator in any way. Moreover, this drift is relatively minor, amounting to an r.m.s. excursion of 570 mrad in a 35-min observation time (Fig. 3c). We estimate that this drift-like 1/f noise exceeds detection noise at frequencies below ~100 Hz, which also compares favorably with previously reported stabilization behaviour8, 10.

Figure 2: Experimental set-up used to characterize CEP stabilization performance.

MSF, microstructured fibre; AOFS, acousto-optic frequency shifter with numbered output orders; PPLN, periodically poled lithium niobate crystal, designed for efficient second-harmonic generation of a 1,064-nm input wave; IF, interference filter; APD, avalanche photodiode; DSO, digital sampling oscilloscope. Interferometers use a quasi-common path geometry with a split end mirror for compensation of the group-velocity dispersion in the MSF and subsequent optical components. The IL interferometer is used to generate the input signal for the AOFS at frequency f_RF. The OOL interferometer is used for optically and electronically independent analysis of the residual phase noise. The set-up shown incorporates an additional frequency synthesis step using an external frequency generator, two double-balanced mixers (R, RF input; L, local oscillator input; I, intermediate frequency output) and suitable RF filters. This step is only required for unambiguous and sensitive phase noise analysis. Directly feeding the IL signal into the AOFS without frequency synthesis or choosing f_RF as an integer multiple of the laser repetition rate generates a comb with zero offset.
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Figure 3: Residual CEP noise.

a, Measured 5-s time series of the residual phase noise with an r.m.s. of 45 mrad. The inset to the right shows histograms of the occurring phase values for this time series (red) and for a time record of the measurement noise floor (grey) originating from shot noise. This noise floor is measured for non-beating f and 2f components and, therefore, also includes noise sources of electronic origin inside the phase extraction circuit. b, Frequency analysis of the 5-s time series. Shown in red is the phase noise density (PND) and in blue the integrated phase noise (IPN). The grey curve shows the PND of the measurement noise floor. As a guide to the eye, the dotted lines show the shot-noise level as well as 1/f noise characteristics. c, PND and IPN of a longer 35-min time series with an r.m.s. jitter of 570 mrad.
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The total integrated phase noise (0.2 Hz to 2.5 MHz) of the data in Fig. 3b amounts to 45 mrad, which corresponds to a temporal jitter of ~20 as. At higher frequencies, the performance of the feed-forward scheme only appears to be limited by detection shot noise, which alone already amounts to 30 mrad. It is striking that residual phase noise exceeds detection noise by a factor of only about Unfortunately we are unable to provide accessible alternative text for this. If you require assistance to access this image, or to obtain a text description, please contact npg@nature.com. Fitting Gaussians to the phase noise distribution in Fig. 3a, it is estimated that the underlying residual phase noise jitter amounts to 30 mrad, corresponding to a timing jitter of only 12 as. Although this value corrects for noise in the OOL interferometer, it does not account for quantum noise in the IL interferometer. The bottleneck of our detection scheme is the frequency-doubling process in the 2f arm. Optical amplification before doubling could serve to further improve the signal-to-noise ratio in our scheme, and promises to push residual jitter into the single-attosecond regime. With or without subtraction of detection noise in the OOL interferometer, the measured residual timing jitters are below the atomic unit of time, which is considered to be a characteristic order of magnitude at which the fastest inner-atomic transient processes may occur. Therefore, the feed-forward CEP stabilization scheme exceeds the previously reported behaviour of feedback servo schemes by nearly an order of magnitude (Fig. 4). In particular, the acousto-optic implementation clearly outperforms the optical self-referencing technique16.

Figure 4: Comparison of demonstrated attosecond pulse duration and timing control.

Numbers refer to references. Residual timing jitters of demonstrated CEP8, 9, 10, 16, as measured in an OOL f-to-2f interferometer, are also shown as phase jitters, where a wavelength of 800 nm was assumed for conversion. Values from refs 8 and 10 were based on an integration over the reported spectral phase noise densities matching the frequency range (0.2 Hz to 2.5 MHz) of our measurement in Fig. 3. This allows for an unbiased comparison.

Other than the superior noise performance, the feed-forward scheme has several additional advantages. First, it does not require any intervention into the free-running oscillator, whereas the servo-loop approach modulates the oscillator pump power for controlling the CEP. Second, combs with arbitrary offset frequencies can be synthesized. The most important case of a comb with zero offset is most easily obtained, directly feeding the IL signal into the AOFS. Finally, our method does not require any locking electronics. To avoid self-oscillation, servo-loop schemes require that a phase margin of at least π over their total gain bandwidth is maintained, which significantly reduces the achievable feedback bandwidth compared to the fundamental limit imposed by the acoustic delay inside the AOFS or AOM. As no lock has to be maintained in the feed-forward technique, stabilization will immediately reestablish after a brief interruption of the input signal. Additionally, several long-term stabilization tests of up to 12 h have shown the robustness of the method. Thus, the scheme is readily applicable to any type of mode-locked laser, with measurability of the CE frequency being the only prerequisite. Compared to servo-loop stabilization, the only disadvantage appears to be the additional dispersion of the AOFS in the beam path. This dispersion can be compensated by suitably designed chirped mirrors, which, however, may cause additional losses. Note that these effects barely play a role when seeding a chirped pulse amplifier that intrinsically requires temporal stretching of the pulse. Therefore, given the numerous advantages of the feed-forward scheme, we expect it to replace the traditional servo-loop approach, in particular for attosecond pulse generation, where this technique promises to enable greatly increased control on the atomic timescale. Following progress from pulses with a duration of a few femtoseconds to a hundred attoseconds over the last decade, our simple feed-forward scheme boosts the limits of attainable temporal control by another order of magnitude, and straightforward technical improvements in the f-to-2f interferometer lie at hand to push this limit towards single attoseconds.

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Methods

Experimental set-up

As a laser source, we used a Millennia pumped sub-10-fs oscillator (Femtolasers GmbH, FEMTOSOURCE synergy), which was spectrally broadened in a microstructure fibre (Crystal Fibres, Femtowhite800) to obtain octave coverage. The spectrally broadened beam from the fibre was recollimated and fed into the AOFS. The AOFS was 2 cm thick and made of fused silica. The device was optimized for operation at 70 ± 10 MHz, with a maximum 70% diffraction efficiency at +38 dBm drive power. We minimized the electronic phase lag caused by the travel time of the acoustic wave to the interaction zone. The mechanical construction of the AOFS allowed for a minimum distance between the laser beam and acoustic actuator of ~2 mm, which translates into a feed-forward loop bandwidth of ~1.5 MHz. This is more than one order of magnitude larger than the best loop bandwidths of ~100 kHz reported for optimized feedback servo loops15. Each of the AOFS diffraction orders were fed into independent f-to-2f interferometers. Both interferometers were built in a quasi-common path geometry19 to minimize relative phase drift. The zero-order beam served to synthesize the AOFS drive signal in the IL (right-hand box in Fig. 2) interferometer, while the first-order beam in the OOL (lefthand box in Fig. 2) interferometer was used for noise analysis. The latter interferometer was designed to compensate angular dispersion in the first diffraction order.

Beat-frequency generation

For a high nonlinear conversion efficiency, two 10-mm-long PPLN crystals (Covesion, SHG3-10) were used. These crystals were optimized for second-harmonic generation at a fundamental wavelength of 1,064 nm. Out-of-band signals were rejected from photodetection by interference filters. The beat signals were detected by silicon avalanche photodetectors (Silicon Sensors, AD1500-11). The electrical signals were bandpass-filtered and amplified further. We obtained 30 and 40 dB signal-to-noise ratios (100 kHz resolution bandwidth) in the OOL and IL interferometers, respectively.

Frequency synthesis and phase-noise characterization

Feeding the amplified IL signal directly into the AOFS generated a zero-offset comb in the first diffraction order. Characterization of residual CE phase noise in the vicinity of zero frequency was difficult because of increased 1/f noise. Additionally, phase ambiguities could arise, as positive CE frequency deviations can only be distinguished from negative ones by increasing the complexity of the optical set-up20. To avoid these issues, we decided to shift our signals out of the baseband, using a fixed 60 MHz frequency derived from a quartz-stabilized RF synthesizer.

Heterodyning this reference with the independently measured OOL signal gave access to residual phase jitter, which was then recorded by a digital sampling oscilloscope. To determine the noise background in the detection scheme, timing between f and 2f components was temporally mismatched to suspend beat signal generation, while nevertheless ensuring identical powers on the detector. This procedure allowed for the detection noise levels to be estimated. We estimate that detection is mainly limited by quantum noise and by excess noise in the avalanche process.

Luiggi Escalante
CI. 18878611
CRF

Fuente: http://www.nature.com/nphoton/journal/vaop/ncurrent/full/nphoton.2010.91.html

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LA CÉLULA FOTOELÉCTRICA

Una célula fotoeléctrica, también llamada célula, fotocélula o celda fotovoltaica, es un dispositivo electrónico que permite transformar la energía luminosa (fotones) en energía eléctrica (electrones) mediante el efecto fotovoltaico.

Compuestos de un material que presenta efecto fotoeléctrico: absorben fotones de luz y emiten electrones. Cuando estos electrones libres son capturados, el resultado es una corriente eléctrica que puede ser utilizada como electricidad.

La eficiencia de conversión media obtenida por las células disponibles comercialmente (producidas a partir de silicio monocristalino) está alrededor del 11-12%, pero según la tecnología utilizada varía desde el 6% de las células de silicio amorfo hasta el 14-19% de las células de silicio monocristalino. También existen Las células multicapa, normalmente de Arseniuro de Galio, que alcanzan eficiencias del 30%. En laboratorio se ha superado el 42% con nuevos paneles experimentales.

La vida útil media a máximo rendimiento se sitúa en torno a los 25 años, período a partir del cual la potencia entregada disminuye.

Al grupo de células fotoeléctricas para energía solar se le conoce como panel fotovoltaico. Los paneles fotovoltaicos consisten en una red de células solares conectadas como circuito en serie para aumentar la tensión de salida hasta el valor deseado (usualmente se utilizan 12V ó 24V) a la vez que se conectan varias redes como circuito paralelo para aumentar la corriente eléctrica que es capaz de proporcionar el dispositivo.

El tipo de corriente eléctrica que proporcionan es corriente continua, por lo que si necesitamos corriente alterna o aumentar su tensión, tendremos que añadir un inversor y/o un convertidor de potencia.

Células de la primera generación consisten de aparatos de área-grande, alta calidad y unión única. Tecnologías de primera generación necesitan entradas de alta energía y trabajo que previenen cualquier progreso significante en reducir los gastos de producción. Aparatos de silicio de uniones únicas están acercando la eficiencia teorica limitanda al 33% y logran paridad de gastos con la generación de energía de combustibles fósiles después de un periodo de recuperación de  la inversión de entre 5 a 7 años.

Materiales de la segunda generación han sido desarrollados para tratar de alcanzar los requisitos exigidos a nivel energético y para reducir los gastos de producción de células fotoeléctricas. Algunas técnicas alternativas de fabricación son buenas porque pueden reducir la fabricación a temperaturas altas. Mientras que las técnicas de fabricación se desarrollan, los costos de producción serán dominados por los materiales. Uno de los materiales con lo más éxito en la segunda generación han sido películas finas como cadmio de telurio (CdTe) y silicio micromorfo (micromorphous silicon). Se aplica una película fina a un sustrato como vidrio o cerámica, reduciendo la masa del material y por consiguiente los costos. Estas tecnologías pueden tener eficiencias de conversión más altas combinadas con costos de producción más baratos. Entre los fabricantes, existe una tendencia hacia las tecnologías de la segunda generación. Pero la comercialización de estas tecnologías ha sido difícil. En 2007, First Solar produjo 200 MW de células fotoeléctricas de CdTe, el quinto fabricante  más grande de células en 2007. Wurth Solar comercializó su tecnología de CIGS en 2007  produciendo 15 MW. Nanosolar comercializó su tecnología de CIGS en 2007 con una capacidad de producción de 430 MW para 2008 en los EEUU y Alemania. En 2007,  la producción de CdTe representó el  4.7% del mercado, silicio de película fina 5.2%, y CIGS 0.5%.

Se denominan células solares de tercera generación a aquellas que permiten eficiencias de conversión eléctrica teóricas mucho mayores que las actuales y un precio de producción mucho menor. Se trabaja en diversas líneas de investigación, entre las que se encuentran:

1.-Dispositivos de más de un ancho de banda prohibida para la conversión óptima de fotones a varias longitudes de onda diferentes.

2.-Modificación del espectro de luz incidente (para incluyir el espectro de UV e infrarrojo durante la noche).

3.-Aprovechamiento del calor producido dentro de la célula.

Entre otras, se consideran tecnologías de célula solar de tercera generación las siguientes:

    * Células multi-unión (de más de un ancho de banda prohibida). La mayor eficiencia eléctrica conseguida hasta la fecha (41,1%)
se ha obtenido con uno de estos dispositivos.
    * Nanoestructuras de silicio
    * Alzaconversores (Upconverters) / bajaconversores (downconverters)
    * Células de portadores calientes (hot-carrier cells)
    * Células termoeléctricas
    * Nanoestructuras de silicio
    * Células de banda intermedia
    * Células con pozos cuánticos

Un kilo de CIGS integrado en una célula solar produciría tanta electricidad como cinco kilos de uranio enriquecido.

Luiggi Escalante
CI. 18878611
CRF

Fuente: http://blogs.ua.es/calceus/celulafotoelectrica/

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PDW-HR1, nueva grabadora de campo de Sony

Sony amplía la familia XDCAM HD422 con una grabadora de campo de alta definición capaz de entregar transferencias de archivos a alta velocidad y compatibilidad con formatos como MPEG IMX, DVCAM y 4:2:0 HD 24p.

Sony ha incorporado a su familia XDCAM HD422 Professional Disc la nueva grabadora de campo de alta definición PDW-HR1. Esta unidad móvil ha sido diseñada para ser el complemento ideal para aplicaciones ENG/EFP junto al camcorder óptico XDCAM HD422 más nuevo de Sony. Admite formatos legado, entre ellos MPEG IMX, DVCAM y contenidos 4:2:0 HD 24P.

La grabadora incorpora un upconverter/downconverter de frecuencias y provee flexibilidad de grabación multiformato (1080i/720P), así como conversión HD/SD y conversión entre 1080i y 720P durante la producción. De serie, tiene capacidad de grabar/reproducir contenidos 4:2:2 HD en 24p (23.98), por lo que es apropiada no sólo para la producción ENG/EFP, sino también para el flujo de trabajo de producción HDCAM SR, grabando contenidos captados por las cámaras Sony CineAlta.

La nueva PDW-HR1 admite conectividad de entrada/salida HD-SDI, salida HDMI, entrada/salida SD-SDI, entrada/salida compuesta Gigabit Ethernet, control RS-422A, entrada/salida opcional i.Link TS y salida DVB-ASI. Como curiosidad, reseñar que puede operarse en forma jog/shuttle estilo videograbadora en cinta, con control a través del panel delantero o de la unidad de control remoto. Tiene también un visualizador LCD a color de 9" (22,86 cm, área visualizable medida diagonalmente) y parlantes incorporados. La unidad es operable con baterías o con fuentes de alimentación de corriente alterna o directa. Los usuarios pueden grabar contenidos de alta definición en la versión de 50 GB y doble capa de los discos ópticos Sony Professional Disc, modelo PFD50DLA ofreciendo aproximadamente 95 minutos a 50 Mbps, 150 minutos a 35 Mbps, y 200 minutos a 25 Mbps HD. También puede manejar contenidos en discos monocapa PFD-23A. Otra función es la selección de escena para edición de segmentos basados en guiones de edición final y grabación accionada por disparador en SDI.

Luiggi Escalante

CI 18878611

CRF

Fuente: http://www.panoramaaudiovisual.com/2009/03/04/pdw-hr1-nueva-grabadora-de-campo-de-sony/

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